Как правильно рассчитать фильтр в блоке питания?

Расчет фильтра синфазной помехи источников питания для схем с ШИМ

Как правильно рассчитать фильтр в блоке питания?

При разработке импульсных источников питания (ИВЭП) серьезной задачей становится обеспечение электромагнитной совместимости этих устройств с другой аппаратурой. В силу своего принципа действия, импульсный источник питания является источником разнообразных электромагнитных помех. Уровни таких помех должны удовлетворять требованиям соответствующих стандартов. В данной статье рассмотрен аспект этой проблемы, касающийся кондуктивных помех, которые отдает источник питания в питающую сеть.

Зарубежные стандарты — CISPR22, EN55022 и другие — определяют допустимый уровень помех в полосе частот 150 кГц — 30 МГц для двух классов аппаратуры: Class A — для использования в промышленности, Class B — для использования в быту (более жесткие требования). Основным отечественным стандартом, нормирующим уровни кондуктивных помех для стабилизированных источников питания и методы их измерений, является [1]. Уровням Class A и Class B в [1] соответствуют уровень D и уровень B (таблицу).

Таблица

 Методика измерения синфазной помехи в указанной полосе частот согласно [1] сводится, по сути, к измерению падения напряжения на входных зажимах источников питания относительно корпуса на тестовых подгружающих резисторах номиналом 50 Ом (рис. 1).

При этом по постоянному напряжению измерительная цепь отвязана от цепей питания конденсатором (0,25 мкФ для уровней потребляемого тока до 25 А либо 0,1 мкФ для уровня свыше 25 А), а влияние импеданса питающей цепи на измеряемые характеристики в области интересующих частот исключается при помощи так называемого эквивалента сети.

Применение эквивалента сети также ослабляет возможное влияние помех от самой питающей сети.

Рис. 1. Схема измерения синфазной помехи

Измерения производят при помощи измерителя радиопомех, имеющего входное сопротивление 50 Ом, поочередно для каждого из питающих выводов. Одно из показанных на рис. 1 сопротивлений 50 Ом отображает в этом случае входное сопротивление измерителя, а другое является подгрузочным. Переключения измерителя и подгрузочного резистора производятся с помощью коммутирующих цепей, не показанных для простоты на рисунке.

Испытания на электромагнитную совместимость, в том числе кондуктивных помех, производятся на сертифицированном оборудовании и требуют определенных финансовых затрат. Поэтому еще на этапе разработки источника питания необходимо учитывать основные факторы, влияющие на результаты подобных испытаний.

Одним из основных источников синфазных помех в источниках питания в полосе частот 150 кГц — 30 МГц являются процессы, связанные с самим принципом действия источников питания с ШИМ, а именно наличие тактовой частоты преобразования и ее высших гармоник в измеряемом сигнале. Другим заметным фактором могут быть коммутационные процессы, происходящие в ключевых элементах источников питания, — они могут проявиться в области высоких частот диапазона.

Цель настоящей статьи — показать возможность расчета уровней синфазной помехи для основной гармоники и ряда высших гармоник источника питания с ШИМ (то есть с постоянной частотой), для того чтобы учесть как минимум первый указанный фактор при проектировании фильтра синфазной помехи источника питания.

Практическая методика измерения синфазной помехи

Специальное, особенно сертифицированное оборудование для измерения синфазной помехи не всегда доступно инженеру при исследовании макетов источников питания на этапе разработки. Однако для приблизительной оценки уровней помех в области относительно низких частот можно использовать более доступные средства — например, цифровой осциллограф. Идея состоит в том, чтобы оцифровать осциллограммы напряжения на тестовых резисторах, являющиеся периодическими сигналами, а затем рассчитать их гармонический состав посредством преобразования Фурье.

На рис. 2 показаны осциллограммы напряжения Uизм1 и Uизм2 относительно заземления (согласно рис. 1) для блока RCA300.10240A [2] при следующих параметрах: Vin = 60 V, Vo = 24 V, Io = 1,25 A. Данный блок питается от сети постоянного напряжения, но имеет в своем составе фильтр синфазной помехи. Там же показан спектральный состав измеренных сигналов, рассчитанный с помощью преобразования Фурье до частоты, равной половине от частоты дискретизации оцифрованного сигнала (в данном случае до 12,5 МГц).

На рис. 2 черным цветом показана ограничительная кривая по Class A, а синим цветом — по Class B. Как видно из рисунка, наиболее критичный диапазон с точки зрения удовлетворения требованиям стандарта — первые пять гармоник частоты преобразования (однако первая гармоника, чуть выше 100 кГц, не попадает еще в интересующий нас диапазон частот).

Следует отметить, что различие в осциллограммах и спектрах сигналов, снятых на разных выводах блока, связано с отсутствием фильтра дифференциальной помехи в его составе, так что сигнал дифференциальной помехи в первом случае (осциллограмма слева) вычитается из сигнала синфазной помехи, а во втором случае (справа) складывается с ним.

Тем не менее и в том, и в другом случае блок не удовлетворяет требованиям по Class B, но «проходит» по Class A.

Определение источников синфазной помехи

Учет дифференциальной составляющей

При отсутствии специального фильтра дифференциальной помехи в источнике питания, ее доля в синфазной составляющей, отдаваемой в сеть, может быть весьма существенной (пример см. выше). Источником помехи можно считать напряжение Uдиф — напряжение на входе источника питания (после фильтра). Здесь L1, C1, C2 составляют стандартную схему фильтра синфазной помехи. При этом дифференциальная составляющая без помех проходит через дроссель синфазного фильтра и выделяется с соответствующим знаком на делителе напряжения, образованном тестовыми резисторами (рис. 3).

Разделительные конденсаторы не показаны, так как их импедансом в рассматриваемой полосе частот можно пренебречь. Напряжение Uдиф может быть достаточно хорошо определено исходя из анализа электрических процессов в преобразователе, в частности в качестве Uдиф может быть принята высокочастотная пульсация на входном конденсаторе, входящем в составе источника питания. Как можно видеть, дифференциальная составляющая совершенно не подавляется синфазным фильтром и может присутствовать в измеряемом сигнале в результате применения методики измерения из [1].

Хороший метод исключения этой составляющей из сигнала помехи — применение дополнительного фильтра дифференциальной помехи (в простейшем случае LC-фильтра).

Рис. 3. Дифференциальная составляющая помехи

Учет синфазной составляющей

Однако основной составляющей помехи относительно заземления (особенно при хорошем фильтре дифференциальной помехи) служит именно синфазная помеха — то есть помеха, одинаковая для обоих входных выводов источника питания в заданном частотном диапазоне. Для данного случая справедлива схема замещения, показанная на рис. 4.

Рис. 4. Синфазная составляющая помехи

Сигнал помехи Uсинф выделяется на Y-кон-денсаторах фильтра (для данной схемы замещения они оказываются включенными параллельно), в результате деления напряжения некого эффективного источника помехи Uef емкостным делителем с коэффициентом передачи (1), верхнее плечо которого образует эффективная емкость Сef .

(1)

Чем больше суммарная емкость Y-конден-саторов Cy по сравнению с Cef , тем меньше напряжение помехи. Отметим, что ограничения на увеличение емкости Y-конденсаторов накладывают стандарты безопасности, нормирующие максимально допустимый ток утечки. Далее сигнал помехи фильтруется LR-фильт-ром с коэффициентом передачи (2), составленным из индуктивности синфазного дросселя L1 и тестовых сопротивлений R, соединенных параллельно, согласно схеме замещения (рис. 4).

Читайте также  Как рассчитать пусковой ток электродвигателя?

(2)

Задача определения Uэф и Cэф в общем случае нетривиальна. Ее решение будет зависеть от примененных схемы источника питания, компонентов, конструкции и технологии. В простейшем случае Cэф определяется межобмоточной емкостью силового трансформатора, а Uэф — напряжением, приложенным между его обмотками. Очевидно, что чем больше индуктивность дросселя L1, тем сильнее подавляется синфазная помеха.

Примеры расчета

Расчет в одной точке

В качестве первого примера рассмотрим расчет уровня синфазной помехи для преобразователя, экспериментальные характеристики которого были показаны на рис. 2. В данном случае ставится скорее задача анализа — для проверки методики и сравнения с экспериментальными результатами.

В этом случае сначала была рассчитана синфазная составляющая сигнала помехи Uсинф (рис. 4), являвшаяся для данного режима прямоугольными импульсами напряжения с размахом (от пика до пика) dU1 (3), где Vin , Vo — входное и выходное напряжения преобразователя, w1, w2 — числа витков в первичной и вторичной обмотках силового трансформатора. Преобразователь — обратноходовый, работающий при данном Vin в режиме непрерывного тока и скважностью G = tи/T.

(3)

Затем сигнал Uсинф раскладывался на гармоники с помощью процедуры быстрого преобразования Фурье и умножался на коэффициент передачи фильтра Ks (2). После этого полученный сигнал восстанавливался во временной области с помощью обратного быстрого преобразования Фурье. Таким образом была получена синфазная составляющая в измеряемом сигнале.

После этого к полученному сигналу была прибавлена с соответствующим знаком дифференциальная составляющая (рис. 3), определенная как произведение тока во входном конденсаторе преобразователя на его ESR (эквивалентное последовательное сопротивление). Дифференциальная составляющая в этом случае определялась по (4), где I0 — начальное значение тока первичного ключа преобразователя, L — индуктивность намагничивания.

Отметим, что начальное значение тока I0 в данном случае было близко к нулю, то есть блок был близок к граничному режиму. Также следует отметить: сложение сигналов на тестовых резисторах производилось без учета их постоянных составляющих, что позволило существенно упростить расчеты во временной области. В результате были получены идеализированные эпюры напряжений на измерительных резисторах (рис.

5), которые можно сравнить с экспериментальными осциллограммами (рис. 2):при 0 < t < GT,

где

(4)

при GT< t< T        Uдиф = 0.

Рис. 5. Идеализированные эпюры напряжений на измерительных резисторах

Спектральный состав (до 7-й гармоники) этих временных характеристик представлен на рис. 6. Несмотря на некоторые отличия от характеристик, вычисленных по экспериментальным данным, можно утверждать, что в первом приближении расчет дает правильные результаты.

Рис. 6. Спектральный состав напряжений на измерительных резисторах

В заключение приведем значения всех параметров, использовавшихся при расчетах данного примера:

  • Vin = 60 В — входное напряжение преобразователя;
  • Vo = 24 В — выходное напряжение преобразователя;
  • Io = 1,25 А — выходной ток преобразователя;
  • w1 = 60, w2 = 27 — витки силового трансформатора;
  • T = 10 мкс — период коммутации;
  • G = 0,48 — коэффициент заполнения (скважность);
  • Cef = 62 пФ — межобмоточная емкость силового трансформатора;
  • Cy = 4,4 нФ — суммарная емкость Y-конденсаторов;
  • Ls = 3,8 мГн — индуктивность синфазного дросселя;
  • L = 40 нГн — индуктивность намагничивания силового трансформатора, приведенного к единичному витку;
  • ESR = 20 мОм — эквивалентное последовательное сопротивление входного конденсатора;
  • I0 = 0,06 А — значение тока первичного ключа преобразователя при t = 0;
  • R = 50 Ом — номинал тестового резистора.

Расчет при вариации параметров

Расчет в одной точке не всегда удовлетворяет разработчика, так как параметры преобразователя (например, входное напряжение) могут меняться. На основе знания о характере влияния тех или иных параметров разработчик может сделать окончательный выбор параметров фильтра синфазной помехи.

Для примера рассмотрим, как будут меняться гармонический состав дифференциальной и синфазной составляющих помехи, измеряемой на тестовом резисторе, в зависимости от питающего напряжения источника питания. Данный пример касается серии источников питания, рассчитанных на расширенный диапазон входного напряжения (85–342 Vdc) и выходную мощность 30 Вт. Для этой серии источников питания был сделан расчет зависимости амплитуд первых пяти гармоник, измеряемых на тестовом резисторе (рис. 1), от входного напряжения преобразователя. На рис. 7 показаны результаты этого расчета для наихудшего случая в ряду выходных напряжений (Vo = 5 В).

Рис. 7. Дифференциальная (слева) и синфазная (справа) составляющие помехи для первых пяти гармоник

Из рисунка видно, что в части дифференциальной составляющей блок не может удовлетворять требованиям ГОСТ [1] и необходимо введение фильтра дифференциальной помехи. В части синфазной помехи при использовании синфазного дросселя номиналом 8,2 мГн блоки попадают в Class A (промышленное применение). Выход из группы Class B происходит на второй гармонике при Vin > 200 В. Увеличение индуктивности синфазного дросселя на 20% позволит согласно расчету удовлетворить требованиям Class В (бытовое применение).

Заключение

Для схем с ШИМ достаточно просто, еще на этапе проектирования источника питания, оценить с помощью предложенной методики — удовлетворяет ли выбранный фильтр синфазной помехи заданному классу по электромагнитной совместимости в части кондуктивных электромагнитных помех.

Рассмотренная методика излагалась для простоты на примере питания источника питания от источника постоянного напряжения, однако ее можно распространить и на синусоидальный питающий источник, исходя из конкретных условий применения.

Например, можно было бы учесть влияние высших гармоник выпрямленного питающего напряжения на состав сигнала помехи (для случая относительно высокой частоты питающей сети и относительно низкой частоты преобразователя) либо оценить интервалы, в которые происходит передача помех в питающую сеть (например, для мостового выпрямителя). Однако в любом случае данный вопрос выходит за рамки статьи.

Литература

  1. ГОСТ Р 51527-99 (МЭК 60478-3-89).  Электромагнитная совместимость технических средств. Стабилизированные источники питания постоянного тока. Кондуктивные электромагнитные помехи. Нормы и методы испытаний.
  2. www.continent-tm.ru

Источник: https://power-e.ru/power_supply/raschet-filtra-sinfaznoj-pomehi-istochnikov-pitaniya-dlya-shem-s-shim/

LC-фильтр по питанию

Как правильно рассчитать фильтр в блоке питания?

При разработке ВЧ-устройств на фильтры в цепи питания обычно не обращают много внимания.Ну конденсаторы блокировочные числом и номиналом поболее (при широкой полосенабор из нескольких, отличающихся по номиналам раз в 10, чтобы на любой частотеобеспечить КЗ, т.к. большие конденсаторы на СВЧ имеют заметную индуктивность).Если не хватает развязки от блокировочных конденсаторов, ставят дополнительнопоследовательные дроссели. Несложно обеспечить развязку по питанию влюбой заданной ВЧ полосе.

Я так тоже думал. До недавнего времени. Пока не столкнулся с необъяснимымповедением ФАПЧ генератора. В его выходном спектре непериодическивозникали составляющие, отстоящие от основного колебания на несколько мегагерц.

Дело оказалось в «звоне» по питанию с частотой техсамых нескольких мегагерц. А причиной этого «звона» был простейший LC-фильтр попитанию аналогового выходного генератора. Мощные броски по питанию от включенияцифровой части схемы «били» по фильтру, возбуждая в нём паразитные колебания имодулировали генератор.

Физика проблемы

Но обо всём по порядку. Возьмём простейший LC-фильтр, «обученный» подавлениючастоты 100 МГц, показанный на рис. 1 (на этом рисунке 0,6 Ом — выходноесопротивление источника питания до фильтра, 100 Ом — сопротивление нагрузкипосле фильтра).
Рис. 1

Читайте также  Как рассчитать освещение в гараже?

Посмотрим, как справляется этот фильтр со своей задачей, т.е. его АЧХ (рис. 2).
Рис. 2

100 МГц фильтр подавляет успешно, более, чем на 55 дБ. Но зато частоту 2,67 МГц он не подавляет, а усиливает. Почти в два раза.

Дело проясняется, если посмотреть на схему рис. 1 как на согласующую цепь.Ее волновое сопротивление (т.е. сопротивление нагрузки) должно быть около 1,7 Ома(корень из L/C). А мы нагрузили ее во много раз большим сопротивлением (нашегопитаемого ВЧ-устройства). То есть LC согласующая цепь на частоте своего резонанса(2,67 МГц) резко рассогласована (работает на слишком большое сопротивление).На ее выходе высокий КСВ.

А к чему приводит высокий КСВ при высоком импедансе мы знаем: к высокомунапряжению. Что мы и видим на рис 2: резонансный выброс на 2,67 МГц.

Однако, если в нашей схеме ничто не генерирует сигналы около 2,67 МГц (резонанс,как мы видим на рис. 2, довольно узкий), то ничего плохого наш LC-фильтр и несделает. И мы не узнаем о его резонансе (типичная ситуация для целиком аналоговых устройств).

Но ситуация меняется, когда у нас в устройстве имеются много потребляющиецифровые блоки и\или мощные ключи. Причем тут важно не столько их потребление,сколько величина искорость их скачков потребления по питанию. Импульс с коротким фронтом имеетне только широкий, но и непрерывный спектр. В котором обязательно будетприсутствовать и резонансная частота нашего LC-фильтра. На выходе которого мы иполучим «звон».

Во временной области это выглядит (для фильтра по схеме рис. 1) как показанона рис. 3 (расчет, реакция на единичный скачок) и рис. 4 (измерения, реакция напрямоугольный импульс длительностью 2 uS). Шаг горизонтальной сетки на рис. 3 и 4 составляет 500 nS.
Рис. 3
Рис. 4

Измерения LC-цепи 100 нГн/100 нФ при сопротивлении источника 0,6 Ома исопротивлении нагрузки 100 Ом показаны на рис. 5 (реакция на импульс 2 uS,шаг горизонтальной сетки 1 uS).
Рис. 5

От чего зависят параметры «звона»?

Частота заполнения соответствуетрезонансной частоте нашего последовательного LC-контура.

Величина выброса ивремя его затухания определяются нагруженной добротностью Qн,которая лежит в диапазоне от 1 до 10 и зависит от:

  1. Холостой добротности дросселя. Она обычно не меньше несколько десятков и поэтому влияет на Qн только в случае если последняя довольно велика.
  2. Волнового сопротивления контура r = (L/C)-1/2. Обычно для LC фильтра по питанию r составляет единицы или доли ома.
  3. Qн растет пропорционально r.

  4. Сопротивления нагрузки Rн фильтра. Чем оно выше, тем выше нагруженная добротность.
  5. Выходного сопротивления источника Ri на частоте паразитного резонанса. Чем оно меньше, тем Qн больше.

Ориентировочно можно считать, что Qн определяется как меньшая из двух следующих величин: 0,5Rн/r или 0,5r/Ri.

Например, для схемы рис. 1 Qн = 0,5r/Ri = 0,5*1,74/0,6 = 1,45, что хорошо соответствует графикам рис. 3 и 4 (первый выброс примерно в 1,5 раза больше перепада и «звон» полностью затухает за 4 периода колебаний, т.е. за примерно за три раза по Qн).

Проблема обостряется при использовании на входе LC-фильтра современных интегральных стабилизаторов с очень низким (единицы миллиом) выходным сопротивлением (и напротив, малозаметна на старых источниках с выходными сопротивлениями в доли … единицы ом).

Не следует думать, что если на схеме нет дросселей в цепи питания, то и «звону» возникать неоткуда. На схеме индуктивностей может не быть. Но паразитную индуктивность всегда имеют печатные проводники. Для появления эффекта «звона» достаточно даже очень малых, в единицы наногенри паразитных индуктивностей.

Для ориентировки: индуктивность 1 нГн имеет печатный проводник шириной 0,5 мм и длиной всего 1,6 мм.

Обратимся к схеме рис. 6. Это не двузвенный LC-фильтр, как может показаться, а просто два блокировочных конденсатора 100 нФ и 10 нФ, включенные параллельно. Катушки же показанные на схеме — это паразитные индуктивности печатных проводников. От места подключения источника импульсной помехи по питанию(например, процессора) до первого конденсатора идет дорожка длиной около 1,6 мм (1 нГн), а между первым и вторым конденсаторами идет дорожка длиной около 3 мм (2 нГн). Нормальное, в общем, расположение элементов на плате. Но посмотрите к чему это может привести.
Рис. 6

На рис. 7 показана АЧХ. Поскольку LC-звеньев два, то и резонансных выбросов тоже два. Из-за малого сопротивления источника (0,03 Ома) Qн довольно высока, соответственно выбросы тоже большие.
Рис. 7

Реакция схемы рис. 6 на одиночный короткий импульс показана на рис. 8. Отчетливо видно, что «звон» заполнен двумя разными частотами, соответствующими пикам на рис. 7.
Рис. 8

Как с этим бороться

Если наш ВЧ-каскад критичен к помехам по питанию (например, опорный генератор высокой точности; генератор, управляемый напряжением, в системе ФАПЧ; входной малошумящий усилитель и т.п.), то «звон» в цепи питания нам не нужен.

Идеальное решение — полностью разделить цепи питания цифровой и аналоговой части прибора, чтобы импульсы из цифрового питания вообще бы не попадали в аналоговое питание. К сожалению, это не всегда возможно (например, носимый прибор с питанием от одного аккумулятора).

Если питание все же общее, то наиболее разумно отделить питание аналоговой части интегральным стабилизатором. Они недороги, многие из них работают при минимальном падении напряжения на них всего 0,1 В и хорошо подавляют помехи по питанию. Только выбирая стабилизатор, имейте в виду, что минимальное напряжение на его входе определяется минимальным мгновенным напряжением «звона» на цифровом питании. Ставить такой стабилизатор лучше непосредственно у питаемого каскада (для уменьшения индуктивности шины «очищенного» питания).

Если нет запаса напряжения питания и гасить его стабилизатором уже некуда, то «звон» LC-фильтров по питанию придется подавлять (причем, как мы видели выше отсутствие дросселя на схеме не снимает проблему, хватает и паразитной индуктивности дорожки питания).

Устранить выброс на паразитном резонанс фильтра можно очевидным образом — согласовать его выход. То есть нагрузить на активное сопротивление, равное r. Поскольку для фильтров питания r обычно очень низкое (доли ома … единицы ом), то прямое подключение столь низкоомного резистора нагрузки фильтра приведет к бесполезному расходу мощности источника питания и его перегрузке.

Но резистор нагрузки нам нужен не на постоянном токе, а только на резонансной частоте фильтра. Поэтому подключив такой резистор через разделительный конденсатор мы решим проблему.

Это решение показано на рис. 9. Этот тот же самый фильтр, что и на рис.1, но через разделительный конденсатор 100 нФ добавлено активное сопротивление нагрузки 1,8 Ома.
Рис. 9

На рис. 10 показана получившаяся АЧХ. Она гладкая, т.к. наш фильтр теперь имеет согласованную нагрузку. Сравните рис. 2 и рис.10: на частоте 2,67 МГц резонансный выброс исчез, теперь вместо него благопристойниый плавный срез с уровнем — 3 дБ.
Рис. 10

На рис. 11 показана рекция схемы рис. 9 на единичный скачок на входе. «Звон» практически исчез (первый выброс менее 3% всего), сравните с рис. 3.
Рис.11

Читайте также  Как рассчитать частоту резонанса напряжения электродвигателя?

Если индуктивность в цепи питания неизвестна (например, паразитная печатныхдорожек), то можно подобрать резистор подавления «на глаз» по следующей методике:

  1. Подключаем осциллограф (полная полоса, предельно коротки выводы, полная чувствительность, закрытый вход) прямо на точки питания (блокировочный конденсатор) защищаемого аналогового каскада.

  2. Запустив цифровую часть устройства (во всех мыслимых режимах) и\илищелкая ключами, смотримналичие «звона».
  3. Если он имеется, то подключаем параллельно исследуемому блокировочномуконденсатору цепь из последовательного конденсатора (номиналом в несколько разбольше исследуемого, но еще хорошо работающего на частоте «звона») и резисторасогласования (1 … 2 Ома для начала).

  4. Подбирая этот резистор, добиваемся пропадания «звона».

Malaga, 14.10.2012

— Main page

Источник: http://dl2kq.de/ant/3-66.htm

Как сделать сетевой фильтр своими руками

Как правильно рассчитать фильтр в блоке питания?
Для подключения компьютера и периферии к электросети обычно потребуется большое количество розеток. При этом работа блока питания компьютера, монитора, аудиосистемы и других устройств имеет импульсный характер. Такие потребители могут портить качество питающей электросети, насыщая её ненужными гармониками, которые могут мешать работе других устройств, подключенных к ней. Особо чувствительными к качеству питающей сети являются телевизоры, мониторы, зарядки для телефонов и вычислительная техника.

Кроме помех в сети могут присутствовать всплески напряжения и тока, которые также могут повредить дорогостоящую аппаратуру. Для решения всех этих проблем рекомендуется подключать устройства через сетевой фильтр. Однако его стоимость может серьезно ударить по карману, особенно если необходимо приобрести несколько приборов в разные места, поэтому домашних умельцев интересует вопрос, можно ли собрать его самостоятельно. В этой статье мы как раз и расскажем читателям сайта https://samelectrik.

ru, как сделать сетевой фильтр своими руками и какие материалы для этого понадобятся.

Конструкция

Прибор напоминает по своему виду удлинитель с кнопкой выключения, отчасти это так, но кроме колодки с розетками дополнительно расположены и фильтрующие элементы. Они как раз и нужны для защиты от скачков напряжения, фильтрации помех и паразитных гармоник.

В самом простом сетевом фильтре внутри стоит только варистор. Это полупроводниковый прибор, который при превышении определенного напряжения превращается в резистор, уходит в короткое замыкание. Вследствие этого, может сработать автоматический выключатель, установленный у вас дома, или, если импульс короткий, то его энергия рассеется варистором в виде тепла. Этот элемент применяют в сетевых фильтрах и блоках питания для защиты от всплесков высокого напряжения. В зависимости от типа варистора он может погасить импульсы разной величины.

Такой вариант исполнения на варисторе самый дешевый, однако кроме всплесков напряжения, он ни от чего не защищает и не фильтрует. Помехи продолжают сочиться в сеть и мешать окружающей и запитанной аппаратуре.

Для фильтрации высокочастотных гармоник широко применяются L, LC и RLC- фильтры, которые также могут быть установлены в сетевом фильтре.

Кроме таких вариантов встречаются еще и модели, где сетевой шнур проходит через ферритовое кольцо, или делает вокруг него пару витков. По сути — это еще один L (индуктивный) элемент, который нужен для фильтрации высокочастотной составляющей помехи.

Сетевой фильтр своими руками

Схема простейшего фильтра состоит из выключателя и варистора, вот как она выглядит:

V1 – это и есть варистор, его маркировка «471», значит, что его напряжение срабатывания 470В, при этом чем больше его диаметр, тем большую энергию он сможет погасить не взорвавшись при этом. Таким образом, чем больших размеров варистор вы поставите, тем лучше, лишь бы он влез по габаритам. Вот пример сетевого фильтра, собранного по этой схеме, но в заводском исполнении. Это дешевый прибор, который гасит лишь импульсы высокого напряжения. При этом он может безвозвратно выйти из строя при особо сильном всплеске.

Чтобы ваш сетевой фильтр еще и действительно был фильтром помех, необходимо добавить еще один фильтрующий элемент – дроссель.

Схемы – это, конечно, хорошо, но как сделать сетевой фильтр из подручных средств? Достаточно просто! Почти всегда у любителя что-нибудь мастерить, можно найти старый ненужный или нерабочий блок питания, в нём есть такой фильтр на входе. Осталось только его выпаять. На фото он стоит в ближнем к нам углу платы. Эта деталь представляет собой ферритовый сердечник и медную лакированную проволоку, намотанную вокруг него.

Это дроссель с двумя обмотками, через одну из них проходит фаза, а через другую ноль, таким образом индуктивность входит в состав сетевого фильтра и снижает уровень помех.

Кстати блок питания может работать и без него, многие китайцы так и делают свои товары, часто это встречается в дешевых БП для компьютера и не только. Из-за этого в сети и возникает такое большое количество нежелательных помех.

Если вы не нашли такого элемента в своих запасах – можно поискать ферритовое колечко с магнитной проницаемостью 400-2000 НМ и обмотать медной лакированной проволокой ПЭВ-2 (можно использовать первичную обмотку с 50 Гц сетевого трансформатора) диметром от 0,5 мм, это зависит от мощности нагрузки, которую вы хотите подключать. Намотать на колечко так, как показано на картинке, предварительно обмотав его несколькими слоями диэлектрика, например: изолентой, лакотканью, каптоновым скотчем.

Используйте провод с качественным, не поврежденным лаковым покрытием. А после намотки для надежности покройте деталь несколькими слоями лака. Петельку на конце нужно разрезать, в идеале – сразу мотать двумя параллельными проводами.

Хорошая схема, которую легко сделать своими руками выглядит следующим образом:

А вот конкретный вариант его реализации «в железе». За основы взята пара фильтров от БП.

Конденсаторы лучше применять керамические или пленочные. Их можно также достать из блока питания, они часто там встречаются возле сетевого разъема в прямоугольном корпусе в виде параллелепипеда.

Если есть ненужный БП можно просто отрезать часть платы с фильтром и использовать её. Вот пример на фото с указанием, что нужно отпилить для получения сетевого фильтра за пару минут. Только будьте осторожны и не перемкните металлическими опилками слои платы, это может привести к короткому замыканию. А готовое устройство обязательно поместите в токонепроводящий корпус для безопасности.

И вот еще один вариант схемы для повторения. Именно она и используется во множестве блоков питания стандарта ATX:

Сетевой фильтр – полезное и простое устройство, которое не сложно сделать самому в домашних условиях. А если учесть, что у многих есть несколько ненужных, неработоспособных приборов, то выходит, что запчасти буквально валяются у нас под ногами. Поэтому изготовление устройства, которое может продлить или даже спасти жизнь дорогостоящей аппаратуре, является очень выгодным занятием. Напоследок рекомендуем просмотреть несколько интересных видео-инструкций по сборке самодельного сетевого фильтра:

Материалы по теме:

Источник: https://samelectrik.ru/kak-sdelat-setevoj-filtr-svoimi-rukami.html

Сетевой фильтр для аудио — своими руками

Как правильно рассчитать фильтр в блоке питания?

В последние годы ваш HiFi или даже High-End аудио комплекс всё меньше радует детальностью, сочностью и прозрачностью звучания? Вы подумываете обновить всю систему? Или вы уже подыскиваете качественный сетевой фильтр? Если последнее — вы на верном пути

Источник: https://myelectrons.ru/setevoj-fil-tr-dlya-audio-svoimi-rukami/